However, if eo(t) is positive, then the output frequency of VCO will increase & if eo(t) is negative, then the output frequency will decrease. Welcome to another edition of the Timing 101 blog from Silicon Labs' Kevin Smith. B. • PLL acts as a low-pass filter with respect to the reference modulation. It’s the last post for 2017. Rather, it will take some time, depending on the loop bandwidth, for the PLL to respond and properly step the output phase to track the change in the input clock’s phase. The frequency produced by VCO is varied linearly with respect to the input voltage. It filters any high-frequency components from the output signal of the phase detector and provides a fixed voltage signal to VCO. It updates the output frequency of VCO until it matches the frequency of the input signal i.e. as a low pass and a high pass filter respectively. Consider the basic linear “small signal” PLL diagram below. Don't have an AAC account? Due to this voltage signal, the output of VCO is maintained. The filter used in the loop of PLL is a narrow band low pass filter. I will give them consideration and see if I can fit them in. The closed loop transfer function TF for O(s)/I(s) is derived as follows. Unlike the transfer function for the input clock, the numerator here has a zero at the origin. I suspect, however, that relatively few of us thoroughly understand 1) the internal functionality of a PLL and 2) how this functionality leads to the various ways in which PLLs are used.

It is a very useful device for synchronous communication. EE-Tools, Instruments, Devices, Components & Measurements, Carrier Acquisition, Need for Carrier Acquisition & Techniques, Quantization & Sampling? に対する出力周波数 ƒvƒŠƒXƒP[ƒ‰•ûŽ® PLL Žü”g”ƒVƒ“ƒZƒTƒCƒU, ‚±‚Ì ƒvƒŠƒXƒP[ƒ‰•ûŽ®‚Ì ƒƒŠƒbƒg ‚𐶂©‚µ‚Ä ‚©‚ Šî€Žü”g” fr ‚𠏬‚³‚­‚µ‚È‚¢‚ÅÏ‚Þ ƒvƒƒOƒ‰ƒ}ƒuƒ‹ ƒfƒoƒCƒ_ ‚Ì•ûŽ®‚ªlˆÄ‚³‚ê‚Ä‚¢‚éB, PLL Žü”g”ƒVƒ“ƒZƒTƒCƒU—p LSI ‚̐i“W‚É‚Æ‚à‚È‚¢A‚Žü”g‚Ì PLL Žü”g”ƒVƒ“ƒZƒTƒCƒU ‚̐݌v‚à—eˆÕ‚É‚È‚è‚Ü‚µ‚½B. i Suppose the input signal is A sin(ωct+ϴi) & the output signal of VCO is B cos(ωct+ϴo). We know that a phase step at Theta_i is not immediately output at Theta_o. PLL configurations. Now what happens if we break up the forward path gain G(s) in to two separate blocks, G1(s) and G2(s) and inject a new signal X(s) as illustrated below? As you know, an XOR gate produces a logic-high output only when the two inputs are different. If you extend this behavior to a situation in which both of the inputs are square waves, the XOR becomes an “out-of-phase detector”: These two square waves have a small phase difference, and consequently they are at different logic states for a small portion of the cycle. The phase detector will produce a constant duty cycle (and hence a constant average value) only when the two input frequencies are equal (as in the examples above). The voltage-controlled oscillator is, you guessed it, an oscillator controlled by a voltage.
PLL is proud to partner with local and youth organizations to increase access to lacrosse and generate impact in our communities. It is true that PLLs are sold as a single integrated circuit, and thus it would be natural to think of them as a “component,” but don’t let this distract you from the fact that PLLs are analogous to (for example) an elaborate op-amp-based amplifier circuit, not to an op-amp itself. As we have seen, the PLL treats each source's noise differently, i.e. The forward gain is G(s) and the feedback gain H(s). Before we discuss the negative-feedback action, let’s move this discussion into the practical realm. {\displaystyle f_{in}} You may envision a PLL as a primarily analog system, and that’s fine, but experimenting with a digital system is (in my opinion) more straightforward. The 2 dominant sources of phase noise in a PLL are typically the input clock and the VCO. And produce a stable frequency signal same as the input signal. We’re going to look at some waveforms produced by a digital PLL. very nice. We can now generate the TF for Theta_o(s)/ Theta_i(s) almost by inspection by noting that the forward gain is KpF(s)Kv/s and the loop gain is [KpF(s)Kv/s]/N. n The Phase locked loop makes the phase difference constant between its input & output signal. Follow, © Copyright 2020, All Rights Reserved 2012-2020 by. このようなPLLは、クロックのクリーンアップ用PLLと呼ばれます。この用途では、狭帯域（1kHz未満）のローパス・フィルタが推奨されます。 この用途では、狭帯域（1kHz未満）のローパス・フィルタが推奨されます。 PDFをダウンロード, フェーズ・ロック・ループ（PLL）は、実に様々な高周波アプリケーションで使用されています。例えば、クロックのシンプルなクリーンアップ用回路、高性能の無線通信リンク用の局部発振器（LO）、ベクトル・ネットワーク・アナライザに搭載されるスイッチング周波数が極めて高いシンセサイザなどが、そうしたアプリケーションの例です。本稿では、それらのアプリケーションを念頭に置きながら、PLLの主要な構成要素について説明します。それにより、PLLを初めて扱う人にとっても、既に長く扱ってきた人にとっても、部品の選定や、各種アプリケーションにおけるトレードオフについて検討する上で役立つ指針を提供します。本稿では、アナログ・デバイセズのPLLと電圧制御発振器（VCO）の製品ファミリである「ADF4xxx」および「HMCxxx」を実例として取り上げます。その上で、アナログ・デバイセズのPLL回路シミュレータ「ADIsimPLL」を活用し、各製品の特性も示していきます。, 図1 に、最も基本的なPLLのブロック図を示しました。PLLでは、リファレンス信号FREFの位相と調整可能なフィードバック信号RFIN（出力FOの分周信号）の位相を比較します。図2には、周波数領域で動作する負のフィードバック制御ループを示しました。比較結果が安定した状態にあり、出力の周波数と位相がエラー検出器の入力の周波数と位相に一致しているとき、PLLはロックしていると表現します。本稿では、ADF4xxxに実装されているような従来型のデジタルPLLのアーキテクチャのみを対象とします。, この回路の1 つ目の基本要素は、位相周波数検出器（PFD） です。PFDは、REFINに入力される信号の周波数と位相を、RFINに入力されるフィードバック信号の周波数と位相と比較します。「ADF4002」は、スタンドアロンのPFD（帰還分周比はN = 1）として構成可能なPLLです。高精度の電圧制御水晶発振器（VCXO）と狭帯域のローパス・フィルタと共に使用することで、ノイズの大きいREFIN（ クロック信号） をクリーンアップすることができます。, 図3の位相周波数検出器は、+INに入力されるFREF信号と-INに入力されるフィードバック信号を比較します。2個のD型フリップフロップが、遅延素子と共に使用されています。一方のQ出力を使用して正の電流源を実現し、もう一方のQ出力を使用して負の電流源を実現しています。これらの電流源は、チャージ・ポンプとして知られるものです。PFDの詳しい動作については、Phase-LockedLoops for High Frequency Receivers and Transmitters -Part 1（高周波レシーバー／トランスミッタ用のPLL - パート1）をご覧ください。, この回路により、+INの入力周波数が-INよりも高いと（ 図4） 、チャージ・ポンプはハイ側の電流を出力します。それがPLLのローパス・フィルタに供給され、VCOへの入力電圧が引き上げられます。それに伴い、-INへの入力周波数が増加します。-INの周波数が+INよりも高ければ、逆の動作が生じます。このような仕組みにより、PFDの2つの入力周波数はやがて同じ値に収束（ロック）します（図5）。, 先ほど、ノイズの多いクロックをクリーンアップするという用途を挙げました。それについては、ADIsimPLLにより、クロックの位相ノイズのプロファイル、自走状態のVCXO、クローズドループのPLLをモデル化できます。, 図6～図8は、ADIsimPLLで得たグラフです。図6には、ノイズの大きいREFINの位相ノイズのプロファイルを示しました。それが、ローパス・フィルタによってフィルタリングされます。PLLのリファレンスとPFD回路に起因するすべての帯域内ノイズは、ローパス・フィルタによって除去されます。その結果、ループ帯域の外側に、それよりもはるかに小さいVCXOのノイズ（図7）だけが残ります。最終的には、図8のような結果が得られます。最もシンプルな構成のPLLでは、出力周波数が入力周波数と等しくなります。このようなPLLは、クロックのクリーンアップ用PLLと呼ばれます。この用途では、狭帯域（1kHz未満）のローパス・フィルタが推奨されます。, 周波数の高い信号を生成するにはVCOを使用します。VCOは、VCXOよりも広い範囲でチューニングが可能であり、周波数ホッピングや周波数ホッピング・スペクトラム拡散（FHSS：Frequency Hopping Spread Spectrum）といった用途に一般的に使用されています。この種のPLLでは、出力がリファレンス周波数の倍数（比較的大きな値）になります。通常、VCOは調整が可能な可変の要素を備えています。例えば、バラクタ・ダイオードは、入力電圧に応じて容量が変化します。これを利用すれば、調整が可能な共振回路を構成し、所望の周波数を生成することができます（図9）。PLLは、このVCOを制御するためのシステムだと見なせます。, 帰還分周器は、VCOの周波数をPFDの周波数で除算する役割を果たします。それにより、PLLはPFDの周波数の倍数となる周波数の信号を出力できるようになります。分周器は、リファレンスのパスに配置されるケースもあります。その場合、PFDの周波数よりも高い周波数リファレンスを使用できます。この種の製品としては、アナログ・デバイセズの「ADF4108」が挙げられます。本稿で2つ目の基本要素として取り上げるのは、PLLのカウンタです。, PLLの主要な性能パラメータは、周波数の合成に伴って生成される望ましくない成分である位相ノイズや周波数スプリアスです。インテジャーN型のPLLの場合、周波数スプリアスはPFDの周波数を基に生成されます。VCOのチューニング・ポートは、チャージ・ポンプからのリーク電流によって変調されます。その影響はローパス・フィルタによって緩和されます。ローパス・フィルタが狭帯域であるほど、周波数スプリアスの除去性能は高くなります。理想的なトーンはノイズや周波数スプリアスを含みません（図10）。しかし、実際には図11に示すように、搬送波を中心としてスカート状に位相ノイズが生じます。単側波帯の位相ノイズは、搬送波からの周波数オフセットとして規定される1Hzの帯域幅における、搬送波を基準としたノイズのパワーであると定義することができます。, 狭帯域のアプリケーションの場合、チャンネル間隔は狭く（一般に5MHz未満）、帰還カウンタNの値は大きくなります。小さな回路でNとして大きな値を取れるようにするには、図12に示すようにP/P + 1のデュアル係数を備えるプリスケーラを使用します。それにより、N = PB + AによってNの値を計算できるようにします。例えば、係数が8/9のプリスケーラにおいてNが90であるなら、Bは11、Aは2です。このデュアル係数プリスケーラは、表1に示すように、A（つまり2サイクル）の間、9で除算を行い、残りのサイクル（B - Aの9サイクル）の間、8で除算を行います。一般に、プリスケーラはバイポーラをベースとするエミッタ結合論理（ECL）回路など、高周波回路技術を使用して設計されます。ただ、図のAとBのカウンタは、プリスケーラからの低い周波数の出力を受け取ることができ、低速のCMOS回路でも製造できます。そうすれば、回路の実装面積と消費電力を抑えることが可能になります。ADF4002のような低い周波数に対応するクリーンアップ用PLLには、この種のプリスケーラは含まれていません。, 帯域内（PLLのループ・フィルタの帯域幅内）の位相ノイズは、Nの値から直接影響を受けます。帯域内ノイズは20log(N)に比例して増加します。したがって、Nの値が高い狭帯域のアプリケーションの場合、帯域内ノイズはほぼNの値によって決まります。「ADF4159」や「HMC704」などのフラクショナルN型のシンセサイザであれば、高い分解能を維持しつつ、システムのNの値をかなり低く設定することができます。それによって、帯域内の位相ノイズを大幅に抑えることが可能になります。図13～16に、ADF4108とHMC704による実現方法／性能の例を示しました。それぞれのPLLを使用し、5Gシステム（ 第5世代移動通信システム） のLOに適した7.4GHz～7.6GHzの周波数を1MHzのチャンネル分解能で生成しています。ADF4108はインテジャーNの構成（図13）で使用され、HMC704はフラクショナルNの構成で使用されます。HMC704を使用する図14の例では、PFDの周波数を50MHzにしています。そのため、Nの値、ひいては帯域内ノイズを低下させつつ、1MHz（またはそれ以下）の周波数ステップ・サイズを実現することができます。図15と図16を比較すると、（8kHzのオフセット周波数で）15dBの改善が見られます。一方、ADF4108では、それと同等の分解能を達成するには、PFDの周波数を1MHzにする必要があります。, スプリアスによってシステムの性能が決して低下しないようにするには、フラクショナルN型のPLLを慎重に扱う必要があります。HMC704などのPLLにおける最大の問題は、整数境界のスプリアスです。これはNの値の小数部分が0または1に近い場合に生成されます。例えば、147.98や148.02は、148という整数値に非常に近いと言えます。VCOの出力とRF入力の間にバッファを設けるか、慎重な周波数プランニングによって問題となる周波数（整数値に近い周波数）を避けるようにREFINを変更することによって、この問題を緩和することができます。, ほとんどのPLLでは、帯域内ノイズはNの値とPFDの周波数に大きく依存します。帯域内の位相ノイズの測定値において、平坦な部分から20log(N)と10log(FPFD)を差し引くと、性能指数（FOM）が得られます。PLLを選択するための一般的な方法は、FOMを比較することです。帯域内ノイズに影響を及ぼすもう1つの要因に、1/fノイズがあります。1/fノイズは、デバイスの出力周波数に依存します。FOM、1/fノイズ、リファレンス・ノイズが、PLLシステムの帯域内ノイズの大部分を占めます。, 通信システムにおいて、PLLの観点からの主要な仕様は、エラー・ベクトル振幅（EVM） とVCOのブロッキング仕様です。EVMの範囲は、各オフセット位置におけるノイズの寄与分を表す積分位相ノイズと同様です。先述した5Gシステムの場合、積分範囲はかなり広く、1kHzから100MHzにまで及びます。EVMは、完全な変調信号に対応する理想のポイントからの劣化の度合いを百分率で表したものだと考えることができます（図17）。同様に、積分位相ノイズは、搬送波からの各オフセット位置におけるノイズ・パワーを積分したものです。それを基に、EVM、積分位相ノイズ、rms位相誤差とジッタを計算することができます。最新式のシグナル・ソース・アナライザでは、ボタンを押すだけでそうした数値が表示されます（図18）。変調密度が高い方式を使うほど、EVMの重要性は増します。ETSI（欧州電気通信標準化機構）の仕様である3GPP TS 36.104によると、16QAMの必要最小EVMは12.5%で、64QAMでは8%です。しかしEVMは、パワー・アンプの歪みや、ミキサーからの望ましくない生成物に起因する、非理想的な様々なパラメータで構成されます。そのため、通常、積分ノイズ（単位はdBc）はそれとは独立して定義されます。図17. More specifically, the. A Phase locked loop is used for tracking phase and frequency of the input signal. {\displaystyle N} Input Clock Phase Noise Transfer Function. There are 3 components of PLL and the operation of each component is given below. ωc+k. Limited Edition... Book Now Here. The output of VCO is ωc if eo(t) = 0.

The locking action is made possible by negative feedback, i.e., by routing the output signal back to the phase detector (as shown in the above diagram). The filter used in the loop of PLL is a narrow band low pass filter. Basically, a phase detector is a multiplier. Our website is made possible by displaying online advertisements to our visitors. If you understand what’s happening with these digital waveforms, you understand PLL signals in general. It turns out we can generalize for any X(s) injection point anywhere around the feedback loop as follows.

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